在设计过程中，元器件设计和PCB布局对电源性能有很大影响。仔细的 PCB 布局对于实现低开关损耗和干净、稳定的运行至关重要。选择合适的组件使电源轻松通过 Intel 和 AMD 的规格。本应用笔记将介绍 G-NAVPTM控制拓扑的设计方法，包括导通时间设置、开关频率设置、负载线设置和 DCR 电流传感网络设置。之后，将显示推荐的 PCB 布局规则，以避免噪声干扰，使控制器更加稳健。
1.设计方法和元件选择
以下设计方法将以 RT8884B 为例，其设计符合 Intel VR12.5 规范。RT8884B 有三个主要的设计程序。第一步是开启时间和开关频率的初始设置。第二步是 DCR 电流感应网络设计。最后，我们要完成负载线设计。
参考 Shark Bay VRTB 供电指南，推荐的输出滤波器如下：
输出电感：360nH / 0.72mΩ
输出大容量电容：560μF / 2.5V / 5mΩ (max) 4 to 5pcs
输出陶瓷电容：22μF / 0805（顶部最多 18 个站点）
1.1.开启时间和开关频率的初始设置
一般来说，更高的开关频率可以实现更快的瞬态响应，更小的稳态输出纹波，并减小功率元件的尺寸和PCB空间。然而，较高的开关频率会导致较低的转换效率、较差的抗噪性和热问题。因此，需要将最大开关频率限制在一个合理的范围内，以权衡利弊。确定最大开关频率后，根据占空比与开关频率的关系，即可得到最大导通时间。
其中VDAC是参考电压，fsw,max是最大开关，VIN(MAX)是最大输入电压。下面是 RT8884B 的设计实例。
由于 RT8884B 是一种恒定导通时间控制，其专利的 CCRCOT（Constant Current Ripple COT）技术可以通过输入电压和 VID 代码生成自适应导通时间，从而获得恒定电流纹波。从而在不同的输入和输出电压工作范围内，输出电压纹波几乎可以控制为一个常数。在输入电压端和 TONSET 引脚之间连接一个电阻器 RTON以设置导通时间宽度。
其中 C = 18.2pF
其中 VIN是最大输入电压，VDAC是参考电压，ton是导通时间，由上式确定。下面是 RT8884B 的设计实例。
1.2.DCR电流感应网络设计
图 1. RT8884B 的整个电流回路结构。
图 2. 不同 τCx和 τLx时间常数对应的输出波形。
图 1 显示了 RT8884B 的整个电流回路结构。DCR 电流传感网络的设计对 ACLL 性能和 DCLL 精度都起着重要作用。对于不同的时间常数设计，ACLL 行为可以分为以下三个条件。此外，图 2 显示了具有不同 τ Cx和 τLx时间常数的相应输出波形。
? 如果τCx与τLx匹配，则可以设计预期的负载瞬态波形。
? 如果τCx大于τLx，则输出电压随着负载的增加而缓慢下降。
? 如果τCx小于τLx，输出电压将下降以减小下冲规范的裕度。
其中 DCRx是电感的等效电阻，Lx是电感的电感量，Rx和 Cx是 DCR 电流检测网络参数。
通常，τCx时间常数将被设计为等于或略大于 τLx时间常数，以防止过冲和下冲有更多余量以通过规范。请注意，Cx可能会因偏置电压、温度或频率等因素而衰减。在设计 DCR 电流传感网络时，需要考虑对 Cx的衰减影响。
由于电感的铜线具有正温度系数，DCR值随着负载电流的增加而线性增加。因此，为了获得更好的 DCLL 性能，需要一个带有 NTC 热敏电阻 (REQ) 的热补偿网络来补偿电感 DCR 的正温度系数。详细的热补偿可以参考具体产品的设计工具。
1.3.负载线设计
在 G-NAVPTM拓扑中，负载线设计取决于电流环路增益和电压环路增益的比率。详细的负载线方程将显示在相应的 IC 数据表中。下面以 RT8884B 为例。
其中 DCR (25°C) = 0.72mΩ，RCS= 680Ω是电流感应电阻器，REQ(25°C) 用于热补偿，R2/ R1是补偿器 AV增益.通过这个方程，负载线可以简单地通过调整补偿器 AV增益来改变。遵循 Intel VR12.5 规范，需要 1.5 (mW) 负载线；因此，可以确定R2/ R1AV增益。RT8884B 的设计实例如下图所示。
2.布局考虑
仔细的 PC 板布局对于实现低开关损耗和干净、稳定的运行至关重要。开关功率级需要特别注意。如果可能，将所有电源组件安装在电路板的顶部，使其接地端子彼此齐平。请遵循以下指南以获得最佳 PC 板布局：
2.1. 功率级布局指南
? 保持高电流路径短，特别是在接地端子处。
? 保持电源走线和负载连接短。这对于高效率至关重要。
? 在电感器的充电路径和放电路径之间进行权衡时，最好让电感器的充电路径比放电路径长。
2.2.IC Sensing Pad 和 RGND 布局指南
? 将电流感应元件（CX、RCSX、RX）靠近控制器放置，以避免电流感应信号被噪声耦合。
图 3. 电流感应元件的放置。
? 用于电流限制和电压定位的 ISENxP 和 ISENxN 连接必须使用开尔文检测连接来保证电流检测精度。电感器的走线直接从电感器焊盘而不是从电感器的连接平面延伸。
图 4. 电流感应走线的电感垫。
? 来自电感检测节点的PCB 走线应并联回控制器。通常，这些走线位于 PCB 底层的电感器下方。如果这些走线在内层上运行，则电流检测走线上方必须有一个接地层，作为顶层的屏蔽。
? 将高速开关节点（PWM、UG、LG、相位等）远离敏感模拟区域（COMP、FB、ISENxP、ISENxN 等）。
? 用户需要通过低阻抗路径将裸露焊盘连接到接地层。建议使用至少 5 个过孔连接到 PCB 内部层中的接地层。
三、实验结果与结论
3.1.实验结果
图 5 为 RT8884B EVB 样例，应用于 VR12.5 应用，支持 4/3/2/1 相位。实测负载线曲线和效率如图 6 所示。从实测结果来看，G-NAVPTM拓扑可以提供准确的负载线，并且仍然保持较高的效率。图 7 显示了一个大阶跃和一个小阶跃负载瞬态波形，这表明了快速稳定的瞬态性能和适当的 AVP 控制。
图 5. RT8884B 的 EVB 示例。
表 1. EVB 测试条件
图 6. RT8884B 测得的负载线和效率。
(CH3: 负载电流 (900mv/Div) ; CH4: 输出电压 (30mV/Div))
(a) 大步进 (1A-61A) ACLL @300Hz (b) 小步进 (50A-60A) ACLL @300Hz
图 7. RT8884B 测得的 ACLL 结果
3.2.结论
系统组件的设计通常需要在许多限制之间进行折衷，以在效率和性能上获得最大收益。此外，特殊的布局技巧用于最大限度地减少寄生元件的影响，避免高速开关噪声耦合。本应用笔记展示了 G-NAVPTM控制拓扑的一般设计方法和 PCB 布局规则。遵循上述规则，用户可以毫无不便地使用立锜的控制器IC。
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